TEMA PROIECTULUI:

(N=3)

Sa se proiecteze un amplificator de tensiune (joasa frecventa) cu urmatorii parametri:

? Semnal de intrare , Vi= ?0,6V; p5j20jz
? Sarcina la iesire RL=3?;
? Rezistenta de intrare rI>6,6M?;
? Rezistenta de iesire r0<0,15?;
? Amplificarea in bucla deschisa a amplificatorului de eroare>10.000;
? Amplificarea in tensiune , av:-15;

Cap 1. Introducere:

Amplificatorul de tensiune este un circuit care are rolul de a furniza la iesirea sa o tensiune proportionala cu cea de la intrare.Relatia de baza este:
(1.1)

unde :
- U¬ies= este tensiunea de la iesirea amplificatorului;
- Uin= este tensiunea de la intrarea amplificatorului;
- Av= amplificarea amplificatorului , marime adimensionala , mai mare , in modul decat 1. Daca Av>0 , atunci amplificatorul se numeste neinversor , iar daca Av<0 , amplificatorul se numeste inversor.

Formula (1.1) este mai greu de indeplinit cu exactitate in practica , deoarece , in special , marimea Av nu este constanta , si depinde de mai multi factori , printre care si Uin, ceea ce face ca amplificatoarele de precizie sa fie realizare cu reactie negativa puternica. Pentru aceasta , se realizeaza un amplificator cu doua intrari : una inversoare , si cealalta neinversoare ( amplificator diferential ). Amplificatorul amplifica de fapt diferenta tensiunilor de la intrarea neinversoare , respectiv inversoare

La intrarea neinversoare se aplica semnalul , iar la cea inversoare o fractiune din tensiunea de la iesirea amplificatorului , cu f<1.
Daca amplificarea in bucla deschisa av (calculata in lipsa reactiei negative -; intrarea inversoare conectcata la masa ) indeplineste relatia

se poate demonstra ca amplificarea in prezenta reactiei negative AV?1/f , deci constanta.

2. Proiectarea amplificatorului

O implementare posibila ( cu dispozitive discrete) a amplificatorului este prezentata in Fig.2. Acest circuit are o retea de reactie negativa serie-paralel, amplificare mare in bucla deschisa, impedanta de intrare foarte mare , impedanta de iesire foarte mica.

Fig 2-Schema electrica a amplificatorului cu reactie negativa

2.1 Detalii de proiectare

Estimam mai intai tensiunea de alimentare:
-tensiunea de alimentare va trebui sa fie destul de mare astfel incat amplificatorul sa poata livra in rezistenta de sarcina tensiunea necesara. Deoarece etajele de iesire in clasa AB au un randament in jurul valorii de 78% teoretic , vom calcula , pentru un randament de 60% (uzual in practica) , tensiunea de alimentare diferentiala necesara:

VCC= =100/60?15?0,6V=15V
Deci tensiunea de alimentare va fi de ?15V

Tranzistoarele din etajul diferential de intrare Q1,2 vor functiona in mod simetric la un curent mai mic decat IDSS/2 (Q1,Q2,Q3 se aleg de tip BF256 cu parametri de catalog IDSS=6...10 mA, VT=-1..-3V, VDsmax= 30V) pentru a putea permite maximum excursiei asimetrice in curent intre tranzistoare .
Suma curentilor de drena ai Q1,2 este:

ID1+ID2=ID3
Curentul ID3 este dat de ecuatiile :

ID3= si ID3=IDSS3
Presupunand pentru parametrii IDSS ,VT valorile tipice: IDSS=8 mA respectiv VT = -2V rezulta ID3=2 mA. In cazurile cele mai defavorabile avem:

(IDSS = 6mA, VT = -3V) => ID3 ?1,6mA
(IDSS =10mA , VT= -1V) => ID3 ?2,8 mA

deci intotdeauna tranzistoarele de intrare Q1,2 vor functiona la un curent static de drena mai mic decat IDSS/2.
Curentul prin Q1 este dat de expresia :

¬ID1=
Alegem Q4 de tip BC 177 (pnp de mica putere) la care ,conform curbelor de catalog, VBE= 0,5..0,7 V pentru Ic =10 mA (la t=25?C).Tinand seama de toleranta lui R2 (5%), putem determina :
ID1min =0,8 mA si ID1 max =1,2 mA intotdeauna avem un curent diferit de 0 prin Q2 . Curentul prin Q4 ?IDSS5 (BF 256 ,IDSS5=6..10 mA)
Compensarea functionarii nesimetrice a Q1,Q2 se va face prin R1. Alegem R1 =1k? (20%), deoarece ,in cel mai nefavorabil caz (R1min, ID3min) se poate compensa o tensiuune de 1,12 V ,mai mare decat diferenta (VGS1 -;VGS2)max= 0,8 V
Dioda D asigura functionarea Q1,2 la aceeasI tensiune VDS.
Curentul static prin Q6,7 va fi ales suficient de mare astfel incat sa avem un ? stabil pentru tranzistoare iar curentul de baza al tranzistoarelor sa fie neglijabil in raport cu acesta .
Circuitul “super-dioda” format din Q8, P, R4 are rolul compensarii neliniaritatilor la comutarea de pe un tranzistor final pe celalalt si al fixarii curentului de mers in gol pentru etajul final .
Tensiunea VCE8 este data de expresia

VCE8=VBE8
Unde P’ este rezistenta din bratul lui P de langa R4 ,plus R4 .Alegem Q8 de tipul BC107 (npn de mica putere ) la care , conform curbelor de catalog , VBE =0,5..0,7V la IC =10 mA (la t=25?C). Tinand seama de tolerantele componentelor ,VCE8 se poate regla in intervalul 0,5-4,8V. Q8 se va monta pe acelasi radiator cu tranzistoarele finale pentru ca super dioda sa copieze driftul termic al acestora si curentul de mers in gol al etajului final sa nu se modifice .
Etajul final este in clasa AB. Tranzistorul final de tip npn este un Darlington (Q11,12) si va suporta , in cel mai defavorabil caz, 3A la o tensiune CE de circa 15V . Alegem Q11 BC107 (?>100,VCB0= 25V, ICmax =100 mA) si Q12 2N3055 (Pmax=117W, VCB0=80V, ICmax=11A, ?=15..100). Tranzistorul echivalent are ?>1500 deci, la curentul maxim ,Ib< 2 mA deci negijabil in raport cu IC6 . Tranzistoarele au ambele tensiuni de strapungere superioare celor ce pot aparea in montaj. Curentul maxim suportat de Q11 este de 200mA < ICmax. Puterea disipata de tranzistorul echivalent este aproape in intregime localizata la nivelul Q12 si in cel mai defavorabil caz este circa jumatate din puterea in sarcina (13,5 W) deci acest tranzistor nu se poate distruge .
Tranzistorul final tip pnp este in configuratie Super G (Q13,14) si va suporta in cel mai defavorabil caz 3A sau o tensiune CE de circa 15V. Alegem Q13 BC177 (?>100,VCB0= 25V, ICmax =100 mA) si Q14 2N3055. Tranzistorul echivalent are ?>5000 deci, la curentul maxim ,Ib<2 mA deci negijabil in raport cu IC6 .Acest tranzistor disipa tot 13,5W , deci nu se poate distruge.
Rezistentele R13,14 (1 k?) se aleg astfel incat sa forteze curent prin tranzistoarele de mica putere si atunci cand curentul prin tranzistorul echivalent este mic (pentru a evita scaderea lui ? odata cu cresterea sarcinii). An acelasi timp ele evita amplificarea curentilor reziduali ai Q13,11 prin finalii de putere. |inand seama de tolerantele tensiunii VBE si ale rezistentelor R13,14 (?20%) rezulta curentii minimi pentru perioadele de conductie de la care se deschid finalii de putere ti anume 0,5V/1,2k?=0,4mA.
Circuitul de protectie pentru tranziostorul final npn va limita curentul de baza al acestuia la depasirea limitei de 3,5 A. Pentru acest sistem de protectie este necesar ca in caz de suprasarcina, pe R11 sa cada o tensiune mai mare de 0,8 V necesara deschiderii lui Q9 (uzual npn de mica putere). Alegem Q9 BC107 ,la care, conform curbelor de catalog , VBE on=0,5..0,7V .Pentru siguranta deschiderii lui Q9 alegem R11=0,68 ? (20%). La o suprasarcina de 2,5 A la bornele ei va apare ,in cel mai defavorabil caz ,o tensiune de 1,3V. Aceasta tensiune va fi preluata de divizorul rezistiv R9 care se va calibra in funtie de parametrii concreti ai Q9 . An mod identic rezulta sistemul de protectie al tranzistorului final pnp.
Curentul de mers in gol al etajului se regleaza din tensiunea VCE8 , deoarece.

VCE8= VBE11+VBE12+(R11+R12) Igol+VEB13

Curentul Igol se alege la circa 1/20 din curentul maxim (in acest caz , aproximativ 0,06A). Rezulta ca avem nevoie, in cel mai nefavorabil caz-(toate VBE sunt maxime iar toleranta rezistentelor este 20% ) de o tensiune de circa 4,8V , tensiune ce se poate obtine din reglajul R6 .

Calculul parametrilor de curent alternativ:

-Amplificarea in bucla deschisa , av:
In calculul acestor marimi tinem cont ca de fapt numai primele doua etaje(Q1-Q2 respectiv Q4) amplifica , celelalte fiind de fapt repetoare pe emitor cu amplificarea foarte apropiata de unitate:
Amplificarea primului etaj , Q1-Q2 este , conform a1i , cap 3.5 de

Amplificarea celui de al doilea etaj este de :-gm4?(ro5/rin10)

Amplificarea va fi deci , av=

Calculam:

ro5 este rezistenta sursei de curent realizata cu Q5 , si are , conform i1s o valoare de ordinul sutelor de M?

Rezulta av= =180000.
Rezistenta de intrare este de 10M? data practic de R1.
Rezistenta de iesire este:
= 0,01?

Proiectarea stabilizatorului:
Vom realiza stabilizatorul de tensiune pozitiva cu circuitul ?A 723C dupa urmatoarea schema:

Cea de tensiune negativa:

Rezistentele R1,R2 precum si T1,T2 sunt identice pentru ambele scheme.
Alegem T1=BD135 cu (VCE,max=45V,Pd=6,5W,Imax=2A),T2=2N3055
R1,R2 se aleg asfel incat sa divizeze tensiunea de iesire de la valoarea de 15V la valoarea de 7,15V , necesara la intarea circuitului integrat. Alegem R1=25K? , iar R2=22K?.
In acest caz tensiunea de la iesire are valoarea :

Bibliografie:

1. Paul R. Gray , Robert Mayer-Circuite integrate analogice ,Editura Tehnica ,1997 traducere de Mircea Bodea
2. I. Ristea , C.A.Popescu-Stabilizatoare de tensiune , Editura Tehnica ,1983